0 引言

　　現行的交流變頻技術，大多采用電壓型的PMW控制方式，并且利用并聯于三相逆變橋的反饋整流橋進行無功電流的回饋。這種同時進行頻與變壓的控制而保持氣隙磁通恒定的變流方法，不管是用并聯或串聯電容器進行無功補償，都會因容性無功功率與頻率成正比而無法在較大的頻率調節范圍內實現充分的無功補償。異步電動機等感性負載形成的無功電流不僅要增大電源及變配電裝置的容量，還必然會在無功能量往復的傳遞中造成較大的電能浪費。設法克服定子漏感的降壓與激磁感抗造成的電流相位滯后及變頻中無功電流回饋的問題，對進一步的節能具有較大的實用價值。

1 主回路的接線及其控制方式

　　采用圖1 接線方式構成無回饋交流變頻主電路，其中：采用3 只晶閘管與3 只整流管構成三相半控整流橋，或用6只晶閘管構成三相全控整流橋；在三個交流輸入端串聯L1、L圓和L3 3 只電抗器進行電容橋的限流與濾波；采用C11 與C41、C31 與C61、C51 與C21 三對同容量的電力電容器構成副電容橋，并用T7、T8和T9 3只雙向晶閘管與主電容橋聯接；采用C1與C4、C3與C6、C5與C2 3 對同容量的電力電容器構成主電容橋，3 個橋路的中點與異步電動機三相定子繞組的3 個末端相聯；采用普通晶閘管T1 與T4、T3 與T6、T5 與T2 分別串聯成三相逆變橋，3個橋路的中點與三相定子繞組的3個首端相聯。主電路的特點是：三相逆變橋與三相主電容橋共同構成三相繞組的變流主電路，并在某一晶閘管導通的瞬間構成一個電容器放電與另一電容器充電的雙回路；主、副電容橋用3 只雙向晶閘管分別聯接其交流端，在觸發相位角的移相變化中，可將副電容橋的電容器逐漸并入主電容橋，使總的電容量在50%~100%范圍內變化；主副電容器以兩兩串聯形式對直流回路進行電壓濾波，還用橋路中點與電機繞組聯成回路而進行電流諧振與換流；在逆變橋晶閘管上分別并聯的電阻與電容器串聯的阻容保護電路，不僅可延緩電壓突變而實現對晶閘管的保護，并且還在其反向通流中形成反向電壓而保證晶閘管的可靠關斷。

　　逆變橋6 只晶閘管的控制方式是：按照晶閘管T1—T2—T3—T4—T5—T6的順序依次觸發導通循環進行控制，其頻率在5耀60 Hz范圍內平滑調節。

　　在3 只雙向晶閘管T7、T8 和T9 的觸發相角前移或后移控制時，總的電容量相應增大或減少。三相半控或全控整流橋的觸發相位角同于常規的控制方式，配合電容橋實現對輸出脈波電流幅值的調節。

2 逆變半橋與電容橋組合變流原理

　　若要使電感線圈的電流快速上升并使其相位前移，有效的辦法是動態地施加尖脈沖電壓并使容抗值在工頻范圍接近于感抗值。采用逆變半橋與電容橋組合的變流電路，可在同一橋路的兩只晶閘管的交替通流中形成某一電容器放電而另一電容器充電的雙重作用于感性繞組的通路。例如在晶閘管T1 導通使繞組Wa 正向通流期間，C1 上儲存的電荷經由T1對繞組Wa進行放電，同時經由繞組Wa 對電容器C4 進行充電；在晶閘管T4 觸發導通時，C4 上的電壓對繞組Wa 形成反向的放電回路，并同時對C1進行充電。這種組合變流方式，利用感性繞組在電流脈波經過幅值后其感應電勢變為負值的特點，使充電的電容器電壓值從負變正并上升至超過直流回路的電壓值；充電至1.3耀2 倍直流電壓值的電容器，在切換成放電通路時便以尖脈沖電壓對感性繞組進行快速通流，放電電流的第一個半波電流波形近似于正弦波；在兩只電容器組合作用的正弦半波電流過零后，通流的晶閘管自然關斷。雙電容組合通流過程使電容器分別承受直流疊加交流的電壓量，也使感性負載的電流在換流時僅需電源提供1/2左右的電流值。

　　副電容橋及3 只雙向晶閘管構成電容量的調節回路，在雙向晶閘管T7、T8和T9 的觸發相位角前移時，相當于將較大的電容器容量并入了主電容橋，反之在觸發相位角后移時，并入的電容量相對減少，直至完全斷開。本電路亦可用1耀4 組固態繼電器對分為1耀4 組的副電容橋進行分級控制而平衡負載電流。

　　在逆變橋6 只晶閘管的依次觸發導通中，其正向與反向并間隔一定電角度的脈波電流合成為交流電流，并使得定子繞組產生對應的旋轉磁勢。

　　本電路采用脈波不變而使間隔改變的調速辦法，即在其輸出向低頻變化時，僅是脈波電流之間的距離相應增大，而電流幅值及脈波寬度的變化較小。在低頻運轉階段，正弦半波電流波形之間的寬度要比半波自身的寬度大許多，而旋轉電勢仍是正、負半波緊連的正弦波，形成了與常規變頻方法的不同之處。這種快速升降的脈波電流波形，一方面可減少定子漏抗的降壓作用，另一方面在其相位的前移中可避免無功電流回饋而造成的一系列的損耗。

3 雙繞組的無回饋逆變與電磁振動控制

　　在將三相定子繞組分解成末端相聯的雙繞組時，其6 個繞組的首端對應聯接于橋路中點分別串聯1 只反向整流管的三相逆變橋的6個輸出端上，如圖2 所示。

　　采用雙繞組做法，尤其是定子繞組采用單層結構并將同一相兩繞組間隔360毅槽電勢相角排布時，利用兩繞組之間的磁耦合相對減弱的特點，并結合兩個繞組首端聯接的整流管就可實現無功電流的自回饋。例如在T1導通而對繞組Wa1進行正半波的通流期間，當脈波電流從幅值下降而使電勢變為負值時，此負向電勢對繞組Wa2與整流管D7 構成電感的放電回路，使繞組Wa1 中儲存的電感能量自行轉移于繞組Wa2；Wa2在脈波電流下降時，對繞組Wa1及整流管D7進行電感放電而形成感性無功能量的轉移過程。這種相互間釋放或吸收電感能量的作用是以相互間的磁耦合關系較弱為前提，尤其是控制成組的電磁鐵而進行排移性的振動成型時，自回饋效應更為明顯。

　　在雙繞組的無回饋變頻控制擴展成6耀18 個橋路的逆變橋與主電容橋及副電容橋時，其12耀36 個輸出端聯接的12耀36 只電磁線圈，便可在依次通流的12耀36 節拍的控制中，使排列成矩陣的電磁鐵及彈簧形成排移振動過程。這種由6耀18 對電磁線圈構成的雙繞組電路結構，其無功電流經由整流管的自回饋更具有明顯的節能效果，并可在LC 的諧振中形成人造石英石薄板振動成型工藝中有較好的致密效果。

4 換流回路參數的計算

　　以圖2 的三相逆變橋控制6 個電磁線圈為例初步計算主電路的參數，具體對晶閘管T1控制電磁鐵線圈Wa1，并同主電容橋的C1與C4構成的回路進行計算。由于C1和C4構成的兩個回路的初始電壓值近于相同，因此可將Wa1分解成并聯的兩路，設電阻與電感分別為R 與L。簡化的等值電路如圖3所示。根據電工基礎的電容充、放原理，并用拉氏變換與反變換，可推導出兩個回路的電流方程為

　　在電磁線圈中實際流過的電流是ic1 與ic4 的合成值，其第一個脈波電流近似為正弦波。在計算異步電動機的換流參數時，要考慮旋轉電勢影響因素，電容器容量的選擇要兼顧電流幅值與諧振角頻率兩方面的因素。

5 結語

　　無回饋逆變形成的雙電容諧振通流方式，不僅實現了普通晶閘管的關斷，還在突發性的電容電壓作用中實現了感性繞組的快速通流，從而在電流相位的前移中產生無功功率充分補償的節電效應。調節副電容橋的容量是保持轉速及電流穩定的主導調節方式，并在維持電流幅值及脈波寬度近于恒定的調節中，以增大脈波之間的寬度方式而降低頻率。本電路易于制造高電壓及大容量的調速裝置，也易于變換成6相或18相而擴展應用于其他設備的控制。