引言

　　飽和電感是一種磁滯回線矩形比高，起始磁導率高，矯頑力小，具有明顯磁飽和點的電感，在電子電路中常被當作可控延時開關元件來使用。由于其獨特的物理特性，使之在高頻開關電源的開關噪聲抑制，大電流輸出輔路穩壓，移相全橋變換器，諧振變換器及逆變電源等方面得到了日益廣泛的應用。

　　1 飽和電感的分類及其物理特性

　　1.1 飽和電感的分類

　　飽和電感可分為自飽和和可控飽和二類。

　　1.1.1 自飽和電感（Saturable inductor）

　　其電感量隨通過的電流大小可變。若鐵心磁特性是理想的（例如呈矩形），如圖1（a）所示，則飽和電感工作時，類似于一個“開關”，即繞組中的電流小時，鐵心不飽和，繞組電感很大，相當于“開路”；繞組中電流大時，鐵心飽和，繞組電感小，相當于開關“短路”。

　　1.1.2 可控飽和電感（controlled saturable inductor）

　　又稱可控飽和電抗器（controlled saturable reactor），其基本原理是，帶鐵心的交流線圈在直流激磁作用下，由于交直流同時激磁，使鐵心狀態一周期內按局部磁回線變化，因此，改變了鐵心等效磁導率和線圈電感。若鐵心磁特性是理想的（B－H特性呈矩形），則可控飽和電感類似于一個“可控開關”。在開關電源中，應用可控飽和電感可以吸收浪涌，抑制尖峰，消除振蕩，與快速恢復整流管串聯時可使整流管損耗減小。如圖1（b）所示，可控飽和電感具有高磁滯回線矩形比（Br/Bs），高起始磁導率μi，低矯頑力Hc，明顯的磁飽和點（A，B）及由于其磁滯回線所包圍的面積狹小而使其高頻磁滯損耗較小等特征。為此，可控飽和電感在應用方面的兩個顯著特點為

　　1）由于飽和磁場強度很小，所以，可飽和電感的儲能能力很弱，不能被當作儲能電感使用。可飽和電感的最大儲能Em的理論值可用式（1）表示。

　　Em=μVH2/2 （1）

　　式中：

　　μ為臨界飽和點磁導率；

　　H為臨界飽和點磁場強度；

　　V為磁性材料的有效體積。

　　2）由于可飽和電感的起始磁導率高，磁阻小，電感系數和電感量都很大，在施加外部電壓時，電感內部起始電流增長緩慢，只有經過Δt的延時后，當電感線圈中的電流達到一定數值時，可飽和電感才會立即飽和，因而在電路中常被當作可控延時開關元件使用。

　　（a）理想磁特性B=f（H） （b）可飽和電感的B=f（H）

　　圖1 飽和電感的B－H特性

　　1.2 可飽和電感隨電流變化的關系

　　因為，有氣隙和無氣隙的dB/di磁路的計算方法不同，所以，分別對兩種情況進行討論。

　　1.2.1 無氣隙可飽和電感與電流的關系

　　無氣隙可飽和電感L隨電流變化的關系可用式（2）表示。

　　L=  （2）

　　式中：

　　W為電感繞組匝數；

　　I為激磁電流；

　　f為電感用磁性材料B～H曲線的對應函數；

　　S為磁性材料的截面積；

　　l磁性材料的為平均長度。

　　1.2.2 有氣隙可飽和電感與電流的關系

　　任意給定一個導磁體磁路中磁感應強度B1，可由B=f（H）曲線求出導磁體磁路中的磁場強度H1。氣隙中的H0值可用式（3）表示。

　　H0= B1 （3）

　　式中：

　　B0為空氣隙磁感應強度；

　　a和b為磁路矩形截面積邊長；

　　l0為氣隙長度；

　　μ0為空氣磁導率。

　　由磁路定律得I= 。改變B值并重復上述步驟，可求出相應的I，得到一組B和I的關系數據。設這個B與I對應的函數為B=f1（I）。

　　在不考慮漏感時，電感的計算式可用式（4）表示。

　　L=W =WS （4）

　　式中：φ為磁路磁通量。

　　則有氣隙可飽和電感與電流的關系為

　　L=WSf1（I） （5）

　　2 飽和電感在開關電源中的應用

　　2.1 尖峰抑制器

　　開關電源中尖峰干擾主要來自功率開關管和二次側整流二極管的開通和關斷瞬間。具有容易飽和，儲能能力弱等特點的飽和電感能有效抑制這種尖峰干擾。將飽和電感與整流二極管串聯，在電流升高的瞬間，它呈現高阻抗，抑制尖峰電流，而飽和后其飽和電感量很小，損耗小。通常將這種飽和電抗器作為尖峰抑制器。

　　在圖2所示電路中，當S1導通時，D1導通，D2截至，由于可飽和電感Ls的限流作用，D2中流過的反向恢復電流的幅值和變化率都會顯著減小，從而有效地抑制了高頻導通噪聲的產生。當S1關斷時，D1截至，D2導通，由于Ls存在著導通延時時間Δt，這將影響D2的續流作用，并會在D2的負極產生負值尖峰電壓。為此，在電路中增加了輔助二極管D3和電阻R1。

　　圖2 尖峰抑制器的應用

　　2.2 磁放大器

　　磁放大器是利用可控飽和電感導通延時的物理特性，控制開關電源的占空比和輸出功率。該開關特性受輸出電路反饋信號的控制，即利用磁芯的開關功能，通過弱信號來實現電壓脈沖脈寬控制以達到輸出電壓的穩定。在可控飽和電感上加上適當的采樣和控制器件，調節其導通延時的時間，就可以構成最常見的磁放大器穩壓電路。

　　磁放大器穩壓電路有電壓型控制和電流型控制兩種。圖3所示為電壓型復位電路，它包括電壓檢測及誤差放大電路，復位電路和控制輸出二極管D3，它是單閉環電壓調節系統。

　　圖3 磁放大器電壓型復位穩壓電路

　　圖4所示為移相全橋ZVS-PWM開關電源磁放大器穩壓器［2］。全橋開關電路變壓器二次雙半波整流各接一個磁放大器SR，其鐵心繞有工作繞組和控制繞組。在正半周，當某輸出整流管正偏（另一輸出整流管反偏），變壓器副邊輸出的方波脈沖加在相應的工作繞組上，使SR鐵心正向磁化（增磁）；在負半周，該輸出整流管反偏，和控制繞組串聯的二極管D3正偏導通，在直流控制電流Ic的作用下，使該SR的鐵心去磁（復位）。

　　圖4 移相全橋ZVS-PWM開關電源磁放大器穩壓器

　　控制電路的工作原理是：開關電源輸出電壓與基準比較后，經誤差放大控制MOS管的柵極，MOS管提供與輸出電壓有關的磁放大器SR的控制電流Ic。

　　2.3 移相全橋ZVS-PWM變換器

　　移相全橋ZVS-PWM變換器結合了零電壓開關準諧振技術和傳統PWM技術兩者的優點，工作頻率固定，在換相過程中利用LC諧振使器件零電壓開關，在換相完畢后仍然采用PWM技術傳送能量，控制簡單，開關損耗小，可靠性高，是一種適合于大中功率開關電源的軟開關電路。但當負載很輕時，尤其是滯后橋臂開關管的ZVS條件難以滿足。

　　將飽和電感作為移相全橋ZVS-PWM變換器的諧振電感［3］，能擴大輕載下開關電源滿足ZVS條件的范圍。將其應用于弧焊逆變電源中［4］，可減少附加環路能量和有效占空比的損失，在保證效率的基礎上，擴展了零電壓切換的負載范圍，提高了軟開關弧焊逆變電源的可靠性。

　　將飽和電感與開關電源的隔離變壓器二次輸出整流管串聯，可消除二次寄生振蕩，減小循環能量，并使移相全橋ZVS-PWM開關電源的占空比損失最小。

　　除此以外，將飽和電感與電容串接在移相全橋ZVS-PWM開關電源變壓器一次［5］，超前臂開關管按ZVS工作；當負載電流趨近于零時，電感量增大，阻止電流反向變化，創造了滯后臂開關管ZCS條件，實現移相全橋ZV-ZCSPWM變換器。

　　2.4 諧振變換器

　　采用串聯電感或飽和電感的串聯諧振變換器［6］如圖5所示。當諧振電感電流工作在連續狀態時，開關管為零電壓/零電流關斷，但開通是硬開通，存在開通損耗。反并聯二極管為自然開通，但關斷時有反向恢復電流，因此，反并聯二極管必須采用快恢復二極管。為了減小開關管的開通損耗，實現零電流開通，可以使開關管串聯電感或飽和電感。開關管開通之前，飽和電感電流為零。當開關管開通時，飽和電感限制開關管的電流上升率，使開關管電流從零慢慢上升，從而實現開關管的零電流開通，同時改善了二極管的關斷條件，消除了反向恢復問題。

　　圖5 諧振變換器

　　2.5 逆變電源

　　逆變電源以其控制性能好，效率高，體積小等諸多優點，被廣泛用于自動控制，電力電子及精密儀器等各個方面。它的性能與整個系統的品質息息相關，尤其是電源的動態性能。由于逆變電源自身的特點，其動態特性一直不夠理想。

　　采用PWM和PFM控制的逆變電源，其工作原理決定了要得到平滑的電流電壓波形，必須在其輸出電路上加續流電感，而該電感正是影響逆變電源動態性能的主要因素。對于恒壓源，電感電流與負載完全成反比關系；對于可控恒流源，要使電感電流由小變大，必然要以小的負載值作為前提，盡管不是完全的對應關系，但可以說電流的變化在某種程度上反映了負載的變化。

　　因此，采用隨電流增大而減小的電感作為逆變電源的輸出電感，可有效地改變電源輸出電路的時間常數T，使其完全與R成反比（T=L/R），進而在負載變化范圍內維持在一個相對較小的數值上，這樣自然會提高動態性能。

　　3 結語

　　本文詳述了飽和電感的物理特性及其電感與電流的變化關系，在此基礎上總結了飽和電感在尖峰抑制器，磁放大器，移相全橋ZVSPWM變換器，諧振變換器和逆變電源中的應用情況，并簡要地分析了它們的工作原理。